PROTECTIONS POUR AMPLI LDMOS

AVERTISSEMENT

Ceci est une réalisation amateur.

Des défauts et des erreurs sont toujours possibles dans ces réalisations.

Les Om's qui désirent faire la même chose avec les éléments que je peux mettre à disposition le font à leurs risques.

Je ne peux être tenu pour responsable.

Si vous constatez une erreur, merci de me le signaler, je m'efforce toujours d'apporter les solutions les plus appropriées.

This an Amateur Radio technical development  page, although we are doing our best, errors are always possible.

The author cannot be taken responsible in any way , in case of malfunctions or failures.

Please report  errors if you find some, we will do our best to correct them.

Protection d'entrée.

Input protection

Une des causes de mortalité des amplificateurs de puissance à base de transistors LDMOS est la surcharge à l'entrée.

En effet le gain de ces transistors dépasse les 20 dB.

Prenons par exemple le transistor MRF6VP11KH de Freescale. Il a un gain de 26 dB pour 1000W de sortie à 144 MHz.

Cela veut dire que la puissance nécessaire à l'entrée doit être de 2.5W. Si on utilise un transceiver qui sort habituellement 100 W, on voit le risque encouru.

D'autre part, le réglage de la puissance de sortie du transceiver se fait généralement par un système de CAG dont le temps de réaction n'est négligeable.

Sur certains transceivers réglés pour une puissance de sortie faible, on observe une pointe maximum à la puissance max pendant le temps de réaction du système de limitation.

Ceci peut être fatal à l'amplificateur placé derrière. Dans ce cas, seul un atténuateur de puissance qui dissipera l'excès peut régler le problème.

Il est impératif de contrôler votre transceiver avant de raccorder un ampli LDMOS derrière.

Le circuit décrit ici mesure la puissance incidente et réagit si celle-ci dépasse une valeur déterminée.

RF input overdrive is a very common cause of failure for LDMOS  RF Amplifiers.
Indeed the gain of  those transistors is higher than 20 dB.
As an example take the MRF6VP11KH from Freescale, it has a gain of 26 dB for  1000 W OUT at 144 MHz.
It means that only 2.5W at the input is needed , knowing that most of the transceivers can deliver more than 50W out , you see the potential risk .
Also most of the transceivers have an Automatic Level Control system to control the RF output level , this system has a time constant associated , even if the output power is set at low level it is common to see an RF power peak by several dB before the power reach the nominal value. This overdrive situation can be extremely dangerous for the LDMOS amplifier placed behind.
It is mandatory to check the behavior of your transceiver in this respect.
The proposed input protection circuit described here is switching  very quickly the RF output signal of the transceiver to a 50 Ohms load if the input level is too high. This level is adjustable.

La puissance est mesurée par un prélèvement sur la microstrip-ligne de transmission.

La tension détectée est appliquée à un AOP monté en trigger de schmitt.

Un potentiomètre permet de régler le seuil qui déclenchera le thyristor Q9 et celui-ci mémorisera le dépassement de seuil.

Avec les valeurs du pont diviseur du circuit de détection (R6/R8), la plage de réglage se situe entre 2 et 10W.

Prendre une petite marge de sécurité pour éviter des déclenchements intempestifs, le transistor supportant quand même une légère surcharge.

La RAZ de l'erreur mémorisée par Q9 ne peut se faire que par mise hors tension du système.

La commande du thyristor provoque aussi le basculement du commutateur à diode PIN monté sur la microstrip-line.

La puissance du transceiver est dirigée vers une charge 50 Ohms.

Ce thyristor bascule instantanément la  polarisation du transistor à -3Volts pour le bloquer et assurer sa protection.

Ce système de protection par blocage du transistor LDMOS ne peut s'appliquer qu'à des modèles supportant une tension négative de plusieurs volts sur la gate.

Vérifier sur les datasheets.

There is a resistive  power divider on the input RF microstrip line and a diode to create a DC voltage proportional to the RF  Input .
This voltage is applied to an Operational Amplifier mounted as a “trigger de Schmitt”.
A potentiometer adjust the threshold  level  to turn ON the thyristor Q9.
With the given values the tuning range is between 2 to 10 Watts.
Take a small margin to avoid  untimely  activation , the transistor can handle small  overdrive
Reset of the fault can only be done by switching OFF the power supply.
When the Thyristor is ON the PIN diode switch mounted on the Microstrip line is changing state.
The RF power from the transceiver  is directed to a built in 50 Ohms load.
The thyristor  is also causing the bias circuit to send a voltage of  around –3 Volts to the gate of the RF LDMOS transistor to protect it.

Protection ROS

OUTPUT VSWR PROTECTION

L'entrée SWR permet aussi de bloquer l'ampli.

Une masse appliquée sur JP3 déclenche le Thyristor Q9 qui bascule la polarisation du LDMOS à -3V et commute la RF d'entrée sur la charge fictive.

The input SWR is also used to block and protect the amplifier
If  pin 1 of  JP3 is forced to ground , the Thyristor Q9 is ON and activate the bias circuit to send –3Volts to the gates of the LDMOS and also to stop the input RF drive .

Le circuit de détection est décrit ici.

Circuit de polarisation.

Bias circuit.

La tension de polarisation est générée par un AOP capable de fournir un certain courant.

Pour le prototype, un LM2904 en boîtier DIL délivrait environ 10 ma.

D'autres AOP en boîtier SOIC peuvent convenir comme le LM7332 ou LM8272

L'alimentation de l'AOP se fait en symétrique, +/-5V.

Le -5V est généré par un convertisseur DC/DC de type NME0505S.

Une commutation à MOSFET sur l'entrée de l'AOP permet de faire basculer la tension de sortie de -3V au repos, PTT off, à la tension nominale de polarisation.

Deux tensions de polarisation sont possibles pour choisir entre la classe B ou classe AB pour un fonctionnement plus linéaire en SSB.

Elles sont ajustables séparément par potentiomètre.

Une entrée auxiliaire est prévue pour un Klixon 65°, normalement ouvert.

Placé près du transistor, il déclenchera le blocage de l'ampli en cas de température excessive

Une correction en température du point de polar de 2 mV / degré est prévu par une CTN placée près du transistor.

Cette correction n'est pas obligatoire.

The LDMOS gate voltage is provided by an operational amplifier (LM2904 DIL package on prototype) capable of delivering  around 10 mA.
Other Operational Amplifiers in SOIC package such as the LM7332 or LM8272 can be used.
The Operational amplifier voltage supply is +/- 5Volts , the – 5V being generated by a NME0505S DC/DC converter.
A   MOSFET at the input of the operational amplifier used to switch the gate voltage from –3Volts when PTT is OFF to the nominal voltage  ( around 2.4 Volts ) when PTT is ON
Two gate voltage are available one for class B and an other one for Class AB , for example one for WSJT and the other one for SSB type of operation.
They can be adjusted separately by potentiometer.
An auxiliary input is available for a  65°C “Klixon” normaly open
Placed close to the transistor it will block the RF transistor if temperature exceeds 65°C
A negative temperature coefficient NTC  resistor placed close to the RF transistor help to maintain the quiescent current constant versus temperature.

This is not mandatory.

Réalisation

L'ensemble est monté dans un boîtier Schubert 75x111 mm.

L'alimentation se fait à partir de la tension de l'amplificateur, 50 ou 28Volts selon le cas.

The entire board is mounted inside a 75x111 mm “Schubert” box .
The power supply of the board  is made from the main  voltage of the Amplifier, can be +50V or 28 Volts .

Parts.

For Pin diode, I have tested OK in 50 and 144 MHz the model MA4PH282

Interconnexion

Interconnection

Placé avant le filtre d'harmoniques, le coupleur directif indiquera un ROS plus important que sur l'antenne à cause de la présence à ce niveau des harminiques 2 et 3 à un niveau non négligeable

Mise en route

First pass tests

At this point  do not apply any voltage on the drain of the LDMOS RF transistors, the protection card need to be checked before. 

Une fois les composants montés, vérifier l'absence de court-circuit sur les points d'alimentations +50V, +12V, +5V et -5V.

Alimenter le module par une tension réduite de +13.5V minimum sur l'entrée +50V (JH3)  avec une alimentation limitée en courant à 100mA.

Vérifier les tensions en JH8 sortie +12V, JH10 sortie +5V ainsi que sur le point à -5V de la connexion CTN.

Vérifier la tension de polarisation qui doit être aux environs de -3V.

Vérifier les tensions d'alimentation sur les résistances R8 et R11 du commutateur à diodes PIN. Seule R11 doit être alimentée.

Mettre u ne masse sur le PTT en JH9.

Le diode PTT doit s'éclairer et la tension de polarisation doit passer positive.

Vérifier les tensions d'alimentation sur les résistances R8 et R11 de du commutateur à diodes PIN. Seule R8 doit être alimentée.

Mettre une masse en JH5, classe B/AB.

Régler la tension de polarisation par R29 à +2.4V environ.

Enlever la masse en JH5 et régler le deuxième point de poalrisation à +2.6V par R31.

Ces deux tensions de polarisation du transistors seront à ajuster ensuite pour obtenir les courants de drain nécessaires.

Mettre une masse en JH11, entrée "KLIXON".

La tension de polarisation positive doit passer à -3V.

La diode OVER doit s'allumer.

Vérifier les tensions d'alimentation sur les résistances R8 et  R11 du commutateur à diodes PIN. Seule R11 doit être alimentée.

Cette alarme température n'est pas mémorisée, le capteur de température raccordé sur cette entrée possède l'hystérésis nécessaire.

Enlever la masse sur JH11 et mettre une masse sur JP3, entrée TRIP SWR.

La diode OVER doit s'allumer.

La tension de polarisation positive doit passer à -3V.

Vérifier les tensions d'alimentation sur les résistances R8 et R11 du commutateur à diodes PIN. Seule R11 doit être alimentée.

Cette alarme est mémorisée par le SCR, elle est maintenue quand on enlève la masse en JP3.

La remis à zéro de l'alarme se fait par mise hors tension.

Raccorder ensuite le module à un transceiver sur RF IN et à une charge fictive sur RF OUT.

Regler R10 curseur à la masse.

Envoyer environ 5W. PTT off, pas de puissance sur la sortie, la RF est envoyée sur la charge interne.

PTT on, la puissance RF doit se visualiser sur la charge de sortie simulant le SSPA.

Regler le seuil de détection pour un déclenchement de l'alarme à la puissance désirée.

Prendre une marge de sécurité pour évider des mises en sécurités intempestives.

Une fois ces contrôles effectués, le module peut être raccordé au SSPA et alimenté sous sa tension nominale.

Once all the components have been mounted make a visual inspection then check if there is no short to ground on the +50V,+12,+5V,-5Volts points.
On the +50V input pin, apply a +13.5V power supply ( limit the current to 100mA)
Check the +12V output on JH8, the +5V output on JH10 and the –5V on the NTC connection.
Check the gate bias voltage output, must be around –3Volts
Check the voltage across R8 and R11, only R11 must have a voltage on it.
Put a ground on the PTT input  on JH9
The PTT LED  must light up and the gate voltage change to positive.
Check the voltages on R8 and R11 of the input PIN diode switch , only R8 must have a voltage on it.
Put a ground on JH5 , ClassB/AB, WSJT/SSB
Tune R29 and verify that the gate voltage goes up to aprox. 2.4 Volts.
Remove the ground on JH5 , tune R31 and verify that the gate voltage is aprox. 2.6Volts.
The two previous gate voltage would have to be adjusted later when the Drain voltage is connected .
Put a ground on JH11 ( the “Klixon input” ) . 
The gate voltage must now be around –3Volts
The LED D12 “OVER” must be ON.
Check the voltages on R8 and R11 of the input PIN diode switch , only R11 must  have a voltage on it.
There is no memory on this “Klixon” input alarm , the temperature sensor outside PCBoard has some hysteresis built in.
Remove the ground on JH11 and put one on JP3 the SWR input
The LED D12 “OVER” must be ON.
The gate voltage must now be around –3Volts
Check the voltages on R8 and R11 of the input PIN diode switch , only R11 must  have a voltage on it.
The memory of this SWR alarm is kept  by the SCR .
The reset of this alarm is done by switching off the main power supply .
Connect a transceiver to RF IN  input and a 50 Ohms load  to RF OUT .
Tune R10 cursor to ground.
As a starting point  apply around 5 Watts CW at the input , with PTT OFF there will be no signal at RF OUT, the RF signal will be dissipated into the internal 50 Ohms load.
PTT ON , the RF signal will be at the RF OUT  .
Tune R10 to have the LED  D12 to  light up at the RF input level you are considering to be a risk for the amplifier .
Take some margin to avoid  untimely  amplifier switch OFF
Once all this controls have been made the protection module can be connected to the SSPA RF  Board  and the voltage power supply connected .

Temps de basculement de la polarisation  

Gate bias switching time 

Lors d'une anomalie détectée sur le ROS, la puissance d'entrée ou la température, le circuit AOP fait basculer la tension de gate des transistors de +2.4 Volts environ à -3V pour le bloquer et ainsi le protéger.

Ce temps de basculemnent est surtout fonction de la charge capacitive du circuit de gate.

La mesure montre un temps de basculement de 30 µs pour une chage capacitive de 1µF et de 500  µs pour une charge de 10µF en sortie d'AOP.

F1JRD dans son article, DUBUS 4/2010, indique une protection du transistor pour un VSWR de 65:1 dans les 10 ms.

Nous avons donc une marge de sécurité importante, même avec un découplage important de la tension de gate.

When an alarm condition happen (output VSWR, input overdrive, high temperature) the gate of the LDMOS goes from normal state (around +2.4Volts) to around –3 Volts to block it.
F1JRD on the DUBUS article dated 4/2010 indicates that if the gate is activated in about 10mS the device can survive a 65:1 Output VSWR.
On our case the time constant depends mainly on the RC circuits at the output of the Operational Amplifier U3, that includes also the resistors and capacitors on the gate circuits placed on the RF board. With  2.2 Ohms on the protection board , 10 Ohms on the RF board and a total of 1µF we have measured about 30µS and 500µS with 10µF.

Adaptation

RF path matching

La carte est raccordée au VNA DG8SAQ pour mesurer l'adaptation de la microstrip-line ainsi que du switch à diode pin.

PTT OFF, l'entrée RF IN est connectée sur la charge 50 Ohms.

Measurements made with the DG8SAQ   VNA.
RF IN (VNA) connected to JH2, RF OUT (VNA) to JH1

L'adaptation est excellente, un return loss (S11) de -27 dB soit un SWR < 1.1.

Le transfert sur la sortie (S21) est > à -27 dB ce qui montre bien que le SSPA derrière ne recevra dans ces conditions qu'un infime énergie.

PTT OFF , S11 return loss is – 27dB , S21 ( power transmited to the SSPA) is attenuated by 27 dB.

PTT ON, l'entrée RF est raccordée sur la sortie 

Dans ce cas on voit que les pertes sont de 0.1 dB pour S21, et que l'adaptation reste autour de -24 dB soit un SWR de 1.12

Là encore, c'est très satisfaisant.

PTT ON , Insertion loss is very good at 0.1 dB and input match S11 around –24 dB

Modifications - Améliorations

L1 : Rajout de 33 Ohms 1/2W en série

Cette modification polarise à environ 3V la cathode de la diode PIN qui est bloquée et améliore ainsi son blocage.

Mais cela entraine un potentiel continu sur l'entrée RF_IN.

Rajouter un condensateur SMD1206 de 10 nF. Pour cela couper la piste au cutter entre le pad JH1 et la self L1

L1: Addition of 33 Ohms 1/2W in series
This modification polarizes at  approximately 3V the cathode of the blocked PIN diode and thus improves his blocking.
But this modification introduce a DC potential on the input RF_IN.
Add a 10 nF capacitor (SMD1206). Cut the track between the the pad JH1 and self L1

R27 présente sur le PCB est en fait strapée, O Ohm

R27 present on PCB is a strap, 0 Ohms

R12, à passer de 1K à 4.7K et R17 de 47 à 100K

Change R2 to 4.7K and R17 to 100K

R20 et R23 à passer de 30/33K à 27K. Ceci permet une meilleure plage de réglage des deux tensions de polarisation.

Change R20 and R23 from 30/33K to 27K. This allows better control range of both bias voltages.

Le convertisseur DC/DC NME0505S a tendance à faire remonter du "ripple" sur le +5V et sur la tension de polarisation.

Bien filter avec des condensateurs de 4.7µF SMD1206 pour C8, C10 et C24.

The DC / DC converter NME0505S introduce ripple on the +5 V and on the polarization voltage.
Filter with 4.7μF SMD1206 capacitors  for C8, C10 and C24

La solution radicale consiste à intercaler une self CMS de 10 µH à l'entrée du convertisseur DC/DC

The radical solution is to insert an inductance of 10 µH CMS 1206 at the input of the converter DC / DC

Couper la piste entre la traversée VIA et C8. Gratter le vernis et souder la self CMS (Radiospare 1910122)

Cut connection between the VIA and C8. Scrape paint and solder the CMS inductor  (RS 1910122)

Nous avons réalisé ici 4 cartes SSPA_PROTECT sans rencontrer de difficultés, mais Pascal DM2PG me signale un problème sur le switch à diodes PIN.

L’alimentation complémentaire des diodes PIN D1 et D2 se fait bien par Q2/R8 et Q3/R11 en mode PTT ON, PTT/OFF.

Mais en mode ALARME SWR par Q10 et Q9, le basculement de Q2 est incertain et les deux diodes PIN sont alimentées en même temps.

La cause au seuil de basculement VGS  trop bas de certain 2N7000.

La « SWITCH LINE », Gate Q1<->gate Q5, est mise à 0V par D14 et Q9.

Les tensions résiduelles de ces deux composants ne permettent pas de bloquer convenablement Q1.

La solution, rajouter une ou deux diodes 1N4148 en série dans la source de Q1.

Cette modification est intégrée dans les PCB V2 

We realized here 4 SSPA_PROTECT boards without difficulty, but Pascal DM2PG indicates a problem with the PIN diode switch.
Complementary feeding of PIN diodes D1 and D2 is well by Q2/R8 Q3/R11 in mode PTT ON  and  PTT / OFF.
But in WARM SWR mode by Q10 and Q9, the changeover of Q2 is uncertain and the two PIN diodes are supplyed simultaneously.
Cause the switching threshold VGS too low for some 2N7000.
The "SWITCH LINE, Gate Q1 <-> gate Q5 is set to 0V by D14 and Q9.
The residual voltages of these two components do not block  adequately Q1.
The solution, add one or two 1N4148 diodes in series with the source of Q1.

This modification is incorporated in the PCB V2

Photo DM2PG

RESET DES ALARMES

WARM RESET

Actuellement, si une alarme se produit, elle est mémorisée par le thyristor SCR Q9.

La seule façon de faire un reset des alarme est la mise hors tension pour désamorcer le thyristor.

Le SCR est commandé pour deux alarmes :

OVER SWR et OVER TEMP par Q10

OVER DRIVE par U3a

Si sa gachette de commande est revenue à zéro, il est possible de désamorcer le thyristor en mettant son anode à la masse.

Ceci est facile puisque le signal est présent sur JH11.

Cependant si l'alarme provient d'un overdrive, le trigger de schmit est basculé et il faut lui aussi le remettre à zéro car sinon, il réamorcera le SCR.

Pour remettre à zéro les deux à la fois avec un simple interrupteur poussoir, vous pouvez faire cette petite modification.

l faut couper la piste pour isoler JH11.

Rajouter les deux diodes comme indiqué sur la photo.

Utilisez des diodes à faible seuil de type schottky de préférence.

Une diode entre R15 et JH11

L'autre entre la borne cathode de D12 (LED OVER) et JH11

Connecter le poussoir de RAZ entre la pin JH11 et la masse

Cette modification est intégrée dans les PCB V2